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　　智能電網的研究與應用正逐漸成為各國電力行業爭相研究的主要課題。在我國“十二五”規劃綱要中，對發展智能電網，推動能源生產和利用方式變革，構建安全、穩定、經濟、清潔的現代能源產業體系，已經提出明確要求。到2015年，將基本建成堅強智能電網，智能化程度達到國際先進水平。作為智能電網重要組成部分的電力電子變壓器，較傳統鐵芯式變壓器，具有體積小、重量輕、成本低、供電質量高、四象限工作能力、智能化控制等優點，符合智能電網的發展要求。因此，電力電子變壓器必將受到廣泛和深入的研究。電力電子變壓器一般是指高壓輸入-低壓輸出的電力電子變換器，目前為止，出現了多種功率電路。鑒于電力電子變壓器需要采用高頻降壓變壓器，實現降壓和電氣隔離，可以根據變壓器前級和后級不同的電路組成進行分類。變壓器前級電路主要包括交直交型和交交型，變壓器后級電路主要包基金項目：本文得到自然科學基金項目的支持（60934005）括不可控整流型和PWM可控整流型。變壓器前級交交型電路具體包括單相-單相矩陣變換器和三相-單相矩陣變換器等，與交直交型電路相比，它是單級變換器，省去了中間儲能環節，具有結構緊湊、效率高等優點。變壓器后級電路具體包括工頻或高頻輸入的單相二極管不控整流器或單相PWM整流器等，其中后者能夠實現單位輸入功率和能量雙向流動45.基于以上考慮，本文提出一類變壓器前級電路為交交變換器、變壓器后級電路為單相PWM整流器或單相PFC的新型四象限電力電子變壓器，目的是獲得簡化的前級變換器結構與控制難度，并獲得四象限變換能力。

　　1電力電子變壓器的工作原理1.1電路拓撲提出的電力電子變壓器的功率拓撲與控制原理如所示，主要包括降壓部分和阻性變換部分。前者包括高壓端的LC濾波器與單相-單相交交變換器M1、高頻開關變壓器T1、低壓端的單相-單相交交變換器M2與LC濾波器。后者主要包括阻性變換器，此處為單相PWM整流器。其中高壓端單相-單相交交變換器M1、高頻開關變壓器T1、低壓端的單相-單相交交變換器M2如所示。

　　網側功率因數。其優勢為：高壓端與低壓端變換器的拓撲與控制簡化，換流更安全，網側功率因數校正環節設置到低壓端。這是現有其他各類PET所不能具備的。顯然通過改變M1與M2的工作原理可以進步簡化降壓部分電路，M2也可以消除，阻性變換部分電路也可以由各種單相有源功率因數校正電路代替，由此可以演化出多種PET.本文只關注所示PET. 1.2工作原理高壓端單相-單相交交變換器工作在高頻斬波狀態。雙向可控開關BS1與BS4為組，BS與BS3為第二組。可以采取兩種工作模式：（1）組與第二組交替導通，占空比為50，則在變壓器初級得到兩電平高頻交流電壓。（2）第組與第二組移相觸發，則在變壓器初級得到可調的三電平高頻交流電壓。這兩種情況下，變壓器均不會出現飽和現象。本文考慮第種工作模式，個電網周期內的工作原理示意圖如所示。

　　變壓器T1的作用為將輸入的高壓交變脈沖變換為低壓交變脈沖。

　　低壓端單相-單相交交變換器同樣工作在高頻斬波狀態。

　　雙向可控開關BS5與BS8為組，BS6與BS7為第二組。可以采取與高壓端單相-單相交交變換器完全相同的工作模式，且驅動信號完全同步。一個電網周期內的工作原理示意圖如所示。

　　和完成了PET降壓電路的電壓變換。顯而易見，只為純阻性。

　　中的阻性變換器為單相電壓源PWM整流器，可以采用三相電壓源整流器以及單相有源PFC的全部控制策略，如傳統雙閉環控制、單周期控制以及DQ軸同步PI電流控制等。

　　本文采用電壓外環-電流內環的雙環控制和連續導通模式，如所示。通過兩個控制環來實現功率因數校正，電流編程信號用來為寬帶寬、快速響應的電流環設定基準，其幅值由窄帶寬的輸出電壓誤差信號的幅值和經過低通濾波器的相電壓有效值來調制，以確保輸入和輸出功率平衡。為了能在負載和電源電壓變化時保證功率平衡，還需要一個輸入電壓有效值的平方-除法-乘法器。如果電流編程信號不從相電壓取樣，即無輸入電壓檢測的平均電流功率因數校正，就可以省掉平方-除法-乘法器，還可以減少外部無源元件的數量，大大簡化電路。

　　在這種單相VSR的控制方法中，采用了電流環和電壓環控制。其中電流環使輸入電流更接近正弦波，電壓環使單相VSR的輸出電壓更穩定。輸出電壓經電阻分壓取樣，并送經電壓誤差放大器放大后，與單相VSR的輸入電壓經分壓取樣后的信號相乘后送至電流誤差放大器（CA），作為基準電流去控制輸入電流。

　　采用電流互感器得到取樣電流，然后送到CA的反相輸入端。CA的輸出直接加到PWM比較器的同相輸入端，比較器的反相輸入端接到鋸齒波信號發生器的輸出端，這樣電流誤差放大器CA的輸出可直接控制PWM比較器的占空比，進而使電感電流無限接近基準電流。采用雙極性調制模式。比較器同相輸出的PWM對應功率開關S2和S3.比較器反相輸出的PWM對應功率開關S1和S4.當電感電流上升時，PWM比較器的輸出占空比下降，從而減小電感電流；反之，則加大電感電流。當輸出電壓上升時，電壓誤差放大器VA的輸出下降，導致乘法器輸出的基準電流減小，使電感電流減小，從而使輸出電壓下降。反之，電感電流增大，使輸出電壓上升。

　　2仿真分析利用MATLAB/Simulink建立新型四象限電力電子變壓器功率電路與控制電路的仿真電路，其中低壓端整流器的控制電路的仿真電路如所示。

　　新型PET低壓端整流器的控制電路的仿真電路0kV，期望輸出直流電壓為380V，輸出功率為8kW.兩個單相-單相矩陣變換器的開關占空比為50，開關頻率為10kHz，可以分別采用基于輸入電壓極性的兩步換流策略和基于輸出電流極性的四步換流策略，仿真中暫不考慮換流問題。降壓變壓器的電壓變比為30：1.直流側濾波電解電容為2200xF，所帶負載為電阻負載。單相VSR的開關頻率為1mH，C2容值為2（F.負載電阻的阻值為24ft仿真完全實現了新型PET的全部功能，空載直流輸出平均值為380V，滿載直流輸出平均值為376V，電壓紋波峰峰值為10V.在供電狀態下，網側輸入電壓與電流波形如所示，單相PWM整流器輸入電壓與電流波形如所示。在發電狀態下，網側輸入電壓與電流波形如所示，單相PWM整流器輸入電壓與電流波形如所示。其中1為電壓波形，2為電流波形。

　　為便于觀察，網側電壓降幅500倍。

　　3實驗結果分析圖發電時整流器輸入側電壓與電流的仿真波形出直流電壓為380V.局頻開關變壓器的變比為1：開關頻率35kH和滿載下單相VSR的升壓電壓取值為250IH.濾波器參數：L1感值為0. 5mH，C1容值為1 xF，L2感值為為了驗證新型PET的理論分析與仿真分析，利用現有裝置，在實驗室建立了新型PET的功率電路和控制電路，控制器采用DSPTMS320F28335.網側電壓采用市電220V交流電壓，期望輸0輸入功率2.91kW時輸入電壓與電流波形0.5mH，C2容值為1F.負載電阻的阻值為24flH.濾波電容降壓電路首先起動工作，阻性變換器隨后軟起動。0和11分別給出了網側的輸入電壓和電流在不同負載時的實測波形，輸入功率分別為2.91kW和6.61kW. 4結束語給出了種新型PET的拓撲和調制策略。特點是：變壓器前端只有級單相-單相交交變換器，得到高頻交變電壓。變壓器后級再經過級單相-單相交交變換器和濾波得到低壓工頻電壓。后再通過阻性變換器，得到輸出直流電壓和純阻性變換。結果這種阻性反射到網側，獲得單位輸入功率因數。這種PET具有結構簡單、控制容易、換流安全、單位輸入功率因數、雙向功率流動以及便于級聯等特征，具有定的應用價值。